基于比较器的过压保护电路设计方案（完整版）

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关键词

过压保护 比较器 阈值 MOSFET 降额系数

设计背景

几乎所有的电子元器件，特别是半导体芯片对电压都是敏感的，也就是说当前级电源供给后级元器件或电路模块的电压超过后级所允许的最大电压值时，后级器件或电路将无法正常工作，甚至彻底被损坏。因此，通过过压保护措施限制供电电压显得非常重要。过压保护是指当被保护的电路电压超过预定的最大值时，使电源断开或使受控设备电压降低的一种保护机制。

设计任务

直流电源电压Us变化范围为12V～36V，负载（Load）最大工作电压为30V（Voltage<=30V），如果电源直接供给负载，那么负载将不能正常工作或被损坏（图1）。

图1.电源电压与负载电压不匹配

设计一个过压保护电路，当电源电压大于等于30V时，受控开关关断，切断电源对负载的供电，以保护负载不因过压而损坏。当电源电压小于30V时，受控开关闭合，电源对负载正常供电，且要求受控开关的导通压降尽可能小（图2）。

图2.以受控开关保护负载

电路拓扑构思

根据设计任务中的设计系统框图描述，设计的核心任务是具体实现受控开关（controled switch）的条件动作，另外为了不影响电源的利用效率，考虑用高输入电阻的器件来实现受控开关的功能，使电源和负载不被旁路分流，比如利用比较器驱动MOS管来控制电路的通断。值得一提的的是，MOS管饱和导通后，漏源极（DS）之间的压降及损耗很小，保证电源电压几乎无损失地供给负载。下面开始逐步构造电路：

1. 以MOS管为受控开关

P沟道MOS管的阻尼二极管正极端连漏极（D），二极管负极连源极（S），要使MOS不至于无控导通，源极（S）必须接电源Us的正极。

图3.以MOSFET为受控开关

2. 比较器控制MOS管

比较器的输入电阻极高，对电源及负载影响很小。

图4.比较器控制MOSFET

3.比较器基准电压

通过齐纳二极管Z1给比较器反相端提供稳定的基准电压，电阻R1使Z1有合适的反向击穿电流，使其工作于稳压区域。

图5.比较器基准电压

4.电阻分压检测电源电压

通过电阻R2和R3对电源电压Us进行分压，送给比较器同相端，此电压与反向端的基准电压进行比较，同相端电压大于反相端电压时（通过选择合适的R2，R3分压电阻，可使压差避开比较器线性区），比较器输出高电平（轨对轨满幅电压），P沟道MOS管Q1截止，断开电源Us对负载Load的供电。相反的，当同相端电压小反相端电压时，Q1导通，电源向负载正常供电。

图5.电阻分压检测电源电压

5. 限定栅源（GS）电压

MOS管有最大栅源电压的要求，如果实际的Ugs大于这个最大值，MOS管将会过压损坏，所以，应限定Ugs。这里采用稳压二极管Z2来实现限幅，电阻R4给Z2提供合适的电流，使其工作在反向击穿稳压区。

图6.限定栅源（GS）电压

元件选型定参

图7.电路拓扑定型

1. 选择比较器

在专业半导体网站（TI、NXP、NI、Maxim、Microchip等）或综合电子器件数据手册网站（比如www.alldatasheet.com）输入关键词comparator rail to rail high voltage（轨对轨高压比较器）搜索常用的比较器。根据本设计的实际要求及搜索出的各种比较器的性能参数差异，最终选择具有推晚输出级，能够在最高可能电源电压下工作的高电压比较器TLV1805，其主要特性如下：

（1）3.3V至40V电源（满足Us=12~36V的要求）；

（2） 低静态电流135uA，这么小的静态电流不影响被控主回路的效率；

（3） 输入偏置电流0.05pA；

（3）轨对轨高峰值电流推挽输出，配合稳压限幅电路（Z2和R4）足以满足MOS管的驱动要求；

（4）关断后具有高阻态输出，对被控主回路影响很小；

（5）SOT-23-6封装，小尺寸6脚贴片安装。

2.选择MOS管（电路拓扑已选P沟道）

选择MOS管时，主要考虑栅源电压（Ugs，通常约为20V）、漏源电压（Vds，此设计为36V）、漏极持续电流Id。在本设计中，假设电源最大输出电流为100mA（举例而已，其它电流下的设计方法类似），为方便计算又不失可靠性，所有参数的降额系数取0.7~0.8，则所选MOS的参数要求如下：Ugs=20V，Vds=36/0.7=51V（选50V），Id=100/0.8=125mA，尽量选择贴片封装。在www.alldatasheet.com的description选项中搜索关键词P-channel 50V 125mA SOT， 经过对比筛选确定使用LBSS84LT1，参数如下表：

表1.MOS管LBSS84LT1主要特性

3. 确定比较器基准电压

确定过压检测电路相应基准电平，选择低于电源最低工作电压范围的基准电压，作为比较器的比较基准，由于电源的最低工作电压为12V，可选择10V的齐纳二极管Z1作为比较基准（Vref），尽量选择小功率（小稳定电流），小贴片封装的稳压管，可选ZMM10，封装为SOD-80，稳定工作电流为5mA~33mA。ZMM系列稳压管的伏安稳压特性如下图（本是坐标系第三象限反向击穿特性，为方便看图，故意画到坐标系第一象限）：

图8.ZMM系列稳压管伏安特性

4. 计算Z1的限流电阻R1的阻值

电源电压Us为12V时，取最小稳定电流5mA时，R1=（12-10）/0.005=400Ω，取最大稳定电流33mA时，R1=（36-10）/0.033=788Ω，由于电源Us变化范围很宽（12~36V），应使Z1在此电压变化范围内都能稳压，可取R1=1k。校验：在此阻值下，当Us=12V，通过Z1的电流Iz1=(12-10)/1=2mA（比5mA稍小，也可以勉强稳压），当Us=36V时，Iz1=(36-10)/1=26mA<33mA，符合要求。

5. 计算R1的功率

核算R1的功率P=Iz12×R1=0.0262×1000=0.676W，功率降额系数取Ⅱ级的0.6，于是P=0.676/0.7=1W，尽量采用贴片电阻，而1W功率对应的封装为2512，电阻误差精度对稳压管工作影响很小，可取电阻精度为5%。贴片电阻封装与功率及耐压对照如下表：

表2.贴片电阻封装与功率及耐压对照表

R1耐压校核：前述R1封装选定为2512，耐压高达200V，远大于Us的最大值36V，不言而喻R1满足耐压要求。

6.计算（R2,R3）电阻分压器的分压比

因为标准电阻的离散性，直接“死算”分压器阻值是很麻烦的事，现在有了离线或在线的小软件可以让分压电阻计算的过程变得简单高效。个人比较喜欢TI公司的分压计算器（Voltage Divider Calculator），其链接为
http://www.ti.com/download/kbase/volt/volt_div3.htm。在本设计中，为使电源Us升至30V的目标阈值过电压（Vover）时，比较器的同相输入（连电阻分压点）超过基准电压Vref（10V）。如下图所示：

图9.分压设计图

也就是说，分压器输入电压为30V，输出为10V，设计时尽量选用E24系列的1%精密电阻（为增加比较器的比较精度，分压器必须用精密电阻）。另外，考虑到电源输出100mA，负载Load允许电压的30V，故负载阻抗为30V/100mA=300Ω。为使电源Us的大部分电流流向负载Load，而不至过多分给分压器，R2，R3尽量取大些（也不能太大，超过1MΩ可能会引入意想不到的电噪声，而且阻值太大或太小的电阻易坏），可使R2+R3支路分得的电流在0.1mA以下（相对于主回路100mA很小，几乎可以忽略），于是R2+R3=36V/0.1mA=360k（接近360k,至少300k以上），此外由前述可知比较器TLV1805的输入偏置电流仅有0.05pA，比R2，R3分压器支路的0.1mA小了2百万多倍，而一般要求分压支路电流为比较器输入偏置电流的100倍以上，显然符合电流对比要求。由以上分析可知，分压计算器（Voltage Divider Calculator）的输入电压（Enter Input Voltage）设定为30（单位V省略），输出电压（Enter Desired Output Voltage）设定为10（单位V省略），电阻选择系列（Select Resistor Sequence）设定为熟悉的E24，电阻比例尺度（Select Resistor Scale）设定为100000（即100k，这是为了满足前述的R2+R3≥360k），设定完后，点击Calculate，得到下面的结果：

图10.TI分压器计算计算结果

图11.TI分压器计算参考图

选择计算结果的第一项（Choice 1），最终本设计的R2=200000=200k，R3=100000=100k，精度都为1%。

7.电阻功率计算：经过分压器的最大电流为36V/(R2+R3)=36/(200+100)= 0.12mA ，R2功率0.122×200=2.88mW，取Ⅰ级降额系数 0.5，于是R2功率为2.88/0.5=5.76mW=0.00576W，这个功耗比0201封装的1/20W=0.05W小了将近10倍，因此任何封装的贴片电阻都能满足功率要求。R3/R2=100/200=1/2，二者是串联关系，因此功率比也为1/2，于是R3的功率仅为R2功率的一半，即1.44mW，更加满足功率要求，连0201封装都能满足。

耐压计算：R2分压为36×[R2/(R2+R3)]=36×（200/300）=24V，耐压降额系数取0.5，最终耐压为24/0.5=48，而0402及0603的耐压都为50V，都能满足耐压要求，但是0402焊接工艺比较复杂，最终考虑选择0603；R3的分压为36-24=12V<50V，也满足耐压要求，为了与R2的封装保持一致，也选0603。

综合以上分析：R2为200k 1% 0603，R3为100k 1% 0603。

8. 稳压管Z2选型

图12.场管GS限压

为防止MOS管损坏，应限制栅源极电压（Vgs），而P沟道MOS管通常具有20V的Vgs最大值，取降额系数为0.8，那么Z2的稳压值选为20×0.8=16V，尽量选择小功率（小稳定电流），小贴片封装的稳压管，可选ZMM16，封装为SOD-80，稳定工作电流为5mA~20mA。

8.计算Z2的限流电阻R4的阻值

电源电压Us为阈值电压30V时，比较器输出低电平，相当于R4下端接地，取最小稳定电流5mA，于是R4=（30-16）/0.005=2800Ω，取最接近标准电阻2.7k。由于稳压管的稳定工作电流范围很宽，电阻的精度不影响稳压，可取一般精度5%。特别地，在Us=12V时，比较器同相端电压为12×[100/(100+200)]=4V，反相端电压为10V，于是同相端电压小于反相端电压，轨到轨比较器输出满幅电压12V，即R4下端接4V电压，而Z2负端电压为12V，显然压差12-4=8V<16V，且8V<<20V，既不足以使Z2进入稳压状态，也不足以使MOS管截止，因此12V可直送给负载。

9.计算R4的功率

R4=2.7k，通过的电流为5mA，功率为52×2.7=67.5mW，功率降额系数取Ⅱ级的0.6，R4功率取67.5mW/0.6=112.5mW=0.1125W，该功率值小于且最接近0805封装的1/8W (0.125W)，因此R4电阻选用0805封装。

10.R4耐压校核

0805封装电阻的耐压高达150V，而电源Us最大值为30V，因此无论如何0805封装的R4都满足耐压要求。

最终，R4定为：2.7k，5%，0805。

至此，本设计所有元件的选型定参完毕，各元件参数如下面的原理图所示：

图13.完整设计原理图

仿真验证

电路拓扑和元件选型定参结束后，应进行验证。验证有两种方式：实物验证（洞洞板或面包板搭接验证、PCB开板试制），仿真验证（Proteus，Pspice，Saber，Multisim，Matlab等）。小规模电路用仿真验证比较经济，本设计使用Saber进行仿真验证。使用Saber的analyses(分析)功能的DC Transfer Analysis（直流传输分析）功能进行扫描分析，如下图所示：

图14.进入saber sketch的DC Transfer Analysis

设置参数：独立电源从12V到36V，步长0.2V，采样密度0.2，如下图所示：

图15.扫描参数设置

点击上图的OK按键，经过短暂时间的运行，输出下面的仿真结果：

图16.仿真输出波形

双击上面的输出波形，得到示波器显示的细观波形：

图17.输出细观波形

结论：电源电压从12V逐步增加到36V（横坐标），过压保护电路在电源电压小于30V时，原样输出；当电源电压超过30V时，MOS管快速截断电源对负载的供电（30V~30.2V为过渡过程）。至此，设计的电路实现了设计任务的所有要求。

参考资料

《GJB/Z 35-93元器件降额准则》，《新概念模拟电路》，www.alldatasheet.com网数据手册。

设计后记

真正的设计，哪怕是成熟的、简单的单元设计，一定要经过三个过程：电路拓扑构思、元件选型定参数、设计验证，绝对不是生搬硬抄、无头无尾、无根无据、语焉不详。这是我今后写设计文档的基本要求。